摘要

對(duì)于電池充電應(yīng)用，CC-CV 充電在許多產(chǎn)品中仍然是一種必要的設(shè)計(jì)。為了在不顯著增加成本的情況下實(shí)現(xiàn)足夠的充電性能，成本優(yōu)化型 CC-CV 設(shè)計(jì)必不可少。CC-CV 控制環(huán)路向開關(guān)模式電源提供模擬反饋。TL103WA 組合了雙路運(yùn)算放大器和集成并聯(lián)電壓基準(zhǔn)，既具有高性價(jià)比、小巧省空間的特點(diǎn)，又能提供可接受的性能表現(xiàn)，所以在許多此類應(yīng)用中很常見。本應(yīng)用手冊(cè)使用現(xiàn)有的 TI 參考設(shè)計(jì) (PMP23224)，并解釋了每個(gè)反饋環(huán)路和一些周圍反饋電路的推導(dǎo)?？梢酝ㄟ^ TL103WB 和 ISOM8110 這兩個(gè)下一代組件來(lái)改進(jìn)此參考設(shè)計(jì)的 CC-CV 反饋環(huán)路。與上一代相比，TL103WB 改進(jìn)了失調(diào)電壓、溫漂、帶寬、靜態(tài)電流消耗和電源電壓范圍。此外，利用 TI 的新型光耦仿真器，該設(shè)計(jì)能夠更好地保持長(zhǎng)期穩(wěn)健性、在不同溫度環(huán)境下保持較好的性能表現(xiàn)以及提高反饋環(huán)路的速度。此設(shè)計(jì)對(duì)傳統(tǒng) CC-CV 環(huán)路進(jìn)行了一些修改。我們將討論和解釋這些差異及其替代方案。我們經(jīng)過多次迭代和調(diào)整來(lái)創(chuàng)建此設(shè)計(jì)，設(shè)計(jì)時(shí)間上的一些權(quán)衡可以通過更精密的無(wú)源器件來(lái)克服，但這會(huì)導(dǎo)致更高的成本。

低電池電壓保護(hù)

來(lái)自 SMPS 或反激式轉(zhuǎn)換器用于給電池充電的輸出電壓 (Vout) 也用于為反饋放大器供電和偏置光耦仿真器。為了避免嘗試給電壓過低、可能因放電過深而受損的電池充電，使用了齊納二極管和 BJT 作為開關(guān)來(lái)維持適當(dāng)?shù)淖钚‰姵仉妷?。Vout 通過限流電阻器連接到 BJT 的集電極和齊納二極管。齊納二極管連接到晶體管的基極，并確立一個(gè) 5.6V 的最大基極電壓。當(dāng)電池電壓為 6V 或更高時(shí)，確立足夠的集電極-發(fā)射極電壓，并且在 BJT 的發(fā)射極可以看到大約 5V 的適當(dāng)輸出電壓。這個(gè)恒定的 5V 饋送到放大器反饋電路和隔離式反饋。使用齊納二極管/BJT 組合使此電壓保持恒定，從而更大限度地減小反饋環(huán)路中的放大器上的 PSRR 誤差和其他電源相關(guān)誤差。

并聯(lián)電壓基準(zhǔn)

當(dāng)達(dá)到 1mA 的最小陰極電流時(shí)，TL103WB 集成分流電壓會(huì)在放大器通道一的同相輸入端提供 2.5V 固定電壓。電源電阻器 (R56) 的最大值受最小陰極電流的限制，可以使用方程式 1 來(lái)計(jì)算。

最大電源電阻值：

最大電源電阻值為 2.5kΩ。為了允許額外的電流提供足夠的電流，從而適當(dāng)?shù)仄?CC 分壓器并產(chǎn)生一些開銷，必須選擇較小的值。因此，選擇標(biāo)準(zhǔn) 1kΩ 作為電源電阻值，從而實(shí)現(xiàn) 1.5mA 的陰極電流裕量。此裕量驗(yàn)證了在無(wú)源器件變化時(shí)仍能正常工作，并允許其他分壓器從并聯(lián)基準(zhǔn)供電。

CV 環(huán)路

從根本上說，CV 環(huán)路旨在從反激式轉(zhuǎn)換器反饋回 Vout，用于調(diào)節(jié)最大電壓。在此電路中，將一個(gè)簡(jiǎn)單的分壓器反饋與經(jīng)典的 3 類補(bǔ)償器結(jié)合使用。有關(guān) 3 類補(bǔ)償環(huán)路的更多詳細(xì)信息和完整說明，請(qǐng)參閱揭秘對(duì)直流/直流轉(zhuǎn)換器使用運(yùn)算放大器和 OTA 的 II 類和 III 類補(bǔ)償器。

本應(yīng)用簡(jiǎn)報(bào)介紹了確定極點(diǎn)和零點(diǎn)位置的方法，但沒有完全推導(dǎo)出結(jié)果。這些推導(dǎo)可在揭秘對(duì)直流/直流轉(zhuǎn)換器使用運(yùn)算放大器和 OTA 的 II 類和 III 類補(bǔ)償器 中找到。有關(guān)用于設(shè)置 III 類補(bǔ)償器的極點(diǎn)和零點(diǎn)的元件標(biāo)識(shí)符，請(qǐng)參考圖 3。此補(bǔ)償器可使反饋環(huán)路保持穩(wěn)定。此補(bǔ)償器在電路中添加了相位超前，并與前面提到的文章中的傳統(tǒng)實(shí)現(xiàn)相匹配，只作出了一處修改。在電路中省略 C3 可移除系統(tǒng)中最高頻率極點(diǎn)，但由于 TL103WB 的自然增益帶寬 (GBW) 限制，在增益曲線中會(huì)提供最終極點(diǎn)。這種做法的代價(jià)是最終極點(diǎn)的設(shè)置不那么精確，如果最終極點(diǎn)的放置必須精確，則不建議采用這種做法。在此應(yīng)用中，不需要精確的最終極點(diǎn)。仿真表明，即使這個(gè)最終極點(diǎn)大幅移動(dòng)也不會(huì)顯著改變添加的相位超前量 (圖 5)，這是 3 類補(bǔ)償器的主要目標(biāo)。對(duì)于 1MHz 器件，即使 GBW 存在 +/-600kHz 的巨大變化，增益曲線的形狀仍將保持不變 (圖 4)，且增加的相位超前量變化不大。在帶寬變化的低端可以看到相位超前量有所下降。新款 TL103WB 的典型帶寬增大到 1.2MHz，與上一代 TL103WA 相比，圍繞這個(gè) UGBW 的變化對(duì)相位超前量的影響更小。

在沒有隔離的情況下，典型的 III 類補(bǔ)償器帶寬設(shè)置為直流/直流轉(zhuǎn)換器開關(guān)頻率的 1/10（有關(guān)更多信息，請(qǐng)參閱開關(guān)模式電源轉(zhuǎn)換器補(bǔ)償簡(jiǎn)單易行）。在需要隔離的 CC/CV 電路中，主要限制是光耦合器的帶寬。它會(huì)隨負(fù)載電阻的變化而變化，在本例中，負(fù)載電阻器為 20kΩ，因此對(duì)于傳統(tǒng)光耦合器，其 -3dB 帶寬頻率約為 1kHz。使用新的 ISOM8110，帶寬大幅增加，并且可以將帶寬設(shè)置得更寬，從而實(shí)現(xiàn)更快的反饋環(huán)路。

反激式轉(zhuǎn)換器輸出端電解電容器的 ESR 會(huì)在系統(tǒng)輸出端引入一個(gè)極點(diǎn)。此環(huán)路的前兩個(gè)零點(diǎn)設(shè)置為與復(fù)共軛極點(diǎn)相同的頻率。例如，一個(gè)低 ESR 電解電容器，一個(gè)具有 48mΩ ESR 的 470uF 電容器會(huì)在大約 7kHz 時(shí)產(chǎn)生零點(diǎn)。因此，前兩個(gè)零點(diǎn)設(shè)置在 7kHz。最后一個(gè)極點(diǎn)通常設(shè)置為 ? 開關(guān)頻率。對(duì)于 TL103WB，UGBW 可以方便地設(shè)置最終極點(diǎn)，無(wú)需使用 C3。

確定極點(diǎn)和零點(diǎn)的位置之后，使用揭秘對(duì)直流/直流轉(zhuǎn)換器使用運(yùn)算放大器和 OTA 的 II 類和 III 類補(bǔ)償器第四部分的公式來(lái)設(shè)置 R1-R3 和 C1-C3 的值。最后，設(shè)置兩個(gè)輸入之間的比較點(diǎn)。III 類補(bǔ)償器將整合兩個(gè)輸入之間的差異。因此，必須對(duì)電池的 Vout 限制進(jìn)行分頻，使其等于放大器一的同相輸入端的 2.5V 基準(zhǔn)電壓。確定 R1 之后設(shè)置 R4 的值，以便確定 TL103WB 內(nèi)部并聯(lián)基準(zhǔn)所需的分壓器。在本例中，我們的電壓限值設(shè)置為 22V，我們的內(nèi)部基準(zhǔn)為 2.5V。根據(jù)標(biāo)準(zhǔn)分壓器公式，R1 比 R4 大 7.8 倍。這樣可以確定適當(dāng)?shù)碾妷合拗茷?22V。

此環(huán)路的誤差是以下不相關(guān)誤差的和方根：構(gòu)成分壓器的電阻器 R55 和 R60 的容差、2.5V 基準(zhǔn)電壓容差和放大器的失調(diào)電壓。請(qǐng)注意，有多種因素會(huì)產(chǎn)生失調(diào)電壓誤差，有關(guān)造成失調(diào)電壓的因素的全面分析，請(qǐng)參閱 TI 精密實(shí)驗(yàn)室視頻：放大器失調(diào)電壓。TL103WB 提供比 TL103W 更好的電壓基準(zhǔn)精度，比 TL103W 和 TL103WA 更低的失調(diào)電壓。

CC 環(huán)路

如圖 7 中所示，CC 環(huán)路利用兩個(gè)并聯(lián)的分流電阻器在電池接地端和電路板接地端之間創(chuàng)建一個(gè)等效的 5mΩ 分流器，從而創(chuàng)建一種低側(cè)電流檢測(cè)。此設(shè)計(jì)使用標(biāo)準(zhǔn)值來(lái)創(chuàng)建一個(gè)更低的等效電阻器，從而更大限度地降低檢測(cè)產(chǎn)生的功率損耗。R61 和 R65 將 2.5V 基準(zhǔn)電壓分壓，為電流反饋誤差放大器創(chuàng)建比較設(shè)定點(diǎn)。R62 和 R64/63 設(shè)定誤差放大器的另一側(cè)。選取標(biāo)準(zhǔn)值，TL103W 的引腳 5 設(shè)定為 1.2348V，該值根據(jù) 2.5V 基準(zhǔn)電壓計(jì)算得到。我們還必須調(diào)整電阻分壓器的大小，使其足夠大，可以在集成并聯(lián)基準(zhǔn)電壓源上保持最小陰極電流。從前面的計(jì)算可以看出，當(dāng)無(wú)法再維持最小陰極電流之前，我們有大約 1.5mA 的電流。由于兩個(gè)電阻分壓器間的壓降約為 2.5V，因此選擇其值約為 10kΩ 的電阻器可以在我們的設(shè)計(jì)中維持足夠的開銷。選擇 10kΩ 和 9.76kΩ，且基準(zhǔn)電壓為 2.5V，引腳 5 設(shè)為 1.2348V。當(dāng)把它看作是分壓器時(shí)，誤差放大器的另一個(gè)輸入可能會(huì)令人困惑；但如果把它想象成一個(gè)反相求和電路，其中共模電壓保持在 1.2348V，且兩個(gè)電阻 R62 和 R64/R63 提供進(jìn)入節(jié)點(diǎn)的電流的加權(quán)和，這樣就可以更好地理解。在直流分析中，放大器不向求和節(jié)點(diǎn)提供電流，因?yàn)?C49 會(huì)阻止直流電流。每個(gè)節(jié)點(diǎn)提供的電流貢獻(xiàn)與方程式 3 保持一致。

I_IN-x 是在有輸入電阻器時(shí)，任意數(shù)量的輸入進(jìn)出節(jié)點(diǎn)產(chǎn)生的電流貢獻(xiàn)。將其應(yīng)用到我們的電路中，您可以看到來(lái)自 Vref 的電流貢獻(xiàn)為：

此電流可用來(lái)反向求解分流電阻器節(jié)點(diǎn)的 R，因?yàn)槲覀兿Ｍ麖姆至麟娮杵鞯玫较嗟鹊喾吹碾娏髫暙I(xiàn)。重新排列方程式 5 后得到以下公式：

V_{in x} 是分流電阻器提供的電壓。使用 6A 的最大電流和 5mΩ 分流電阻時(shí)對(duì)應(yīng)的電壓為 30mV。將此值代入方程式 4，電阻為：

分流器和放大器的求和節(jié)點(diǎn)之間的電阻與電流限制成反比。隨著 R64/R63 減小，電流限制設(shè)定點(diǎn)會(huì)增大。在迭代設(shè)計(jì)時(shí)，此因素很重要。此外，留出一些電流限制余量，以便控制失調(diào)電壓誤差和放大器周圍無(wú)源器件的誤差。使用最初的 TL103WA 時(shí)，失調(diào)電壓的百分比誤差為 ±5mV，這意味著僅失調(diào)電壓就會(huì)產(chǎn)生 ±16% 的誤差。為了保持 6A 的最大電流，必須降低設(shè)定的電流限值。將電流限制定在 4.8A，為了考慮室溫下的偏移量和溫漂，我們?yōu)樵O(shè)計(jì)提供了充足的余量。新款 TL103WB 可通過簡(jiǎn)單的 BOM 更改實(shí)現(xiàn)更精確的設(shè)計(jì)。在整個(gè)溫度范圍內(nèi)的最大失調(diào)電壓為 2.5mV 的情況下，失調(diào)電壓誤差僅為 +/-8%。電流限制現(xiàn)在可以設(shè)定為 5.4A，為 6A 最大電流限制提供了足夠的余量，而不會(huì)犧牲通過分流電阻器的功率損耗。使用這種新的電流限制，可以通過以下公式求解 Rx：

要補(bǔ)償此環(huán)路，可以選擇添加 C48 和 R67 來(lái)實(shí)施 II 類補(bǔ)償器電路，設(shè)置這些極點(diǎn)和零點(diǎn)的方法可以在“補(bǔ)償簡(jiǎn)單易行”中找到。本應(yīng)用簡(jiǎn)報(bào)使用齊納二極管和外部 FET，以便在滿足閾值電壓后設(shè)置多級(jí)充電電流。在這種情況下，Vout 達(dá)到 10V 之后，一個(gè) 422kΩ 的電阻器便會(huì)與 R64/R63電阻并聯(lián)，為電流創(chuàng)建新的設(shè)定點(diǎn)。這遵循上面相同的設(shè)計(jì)方法，但在計(jì)算電阻值時(shí)，必須使用電阻器的并聯(lián)組合。

隔離式反饋

在原始設(shè)計(jì)中，使用光耦合器為反激式轉(zhuǎn)換器提供隔離式反饋。使用 TI 的新款光耦仿真器 可以對(duì)此設(shè)計(jì)進(jìn)行改進(jìn)。這些光耦仿真器利用 TI 的二氧化硅 (SiO₂) 技術(shù)來(lái)實(shí)現(xiàn)隔離，與傳統(tǒng)的光耦合器相比，有幾處關(guān)鍵改進(jìn)。由于這些器件沒有 LED，而是模擬二極管，因此不存在 LED 老化效應(yīng)，因而隨著時(shí)間的推移，性能會(huì)更穩(wěn)定。除了隨著時(shí)間的推移而提高性能之外，這些器件還提供許多其他改進(jìn)。光耦仿真器在溫度范圍內(nèi)表現(xiàn)出平坦的 CTR，能夠在不斷變化的環(huán)境中保持一致的輸出穩(wěn)壓。器件間差異減小，從而實(shí)現(xiàn)改進(jìn)設(shè)計(jì)和優(yōu)化效率。光耦仿真器具有寬帶寬，改進(jìn)了負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)。通過降低對(duì)輸出電容器的要求，降低了系統(tǒng)成本，并通過 SiO₂ 絕緣延長(zhǎng)了隔離柵使用壽命。在許多情況下，光耦仿真器作為直接替代產(chǎn)品可以實(shí)現(xiàn)各種優(yōu)勢(shì)。要詳細(xì)了解光耦仿真器的優(yōu)勢(shì)，請(qǐng)閱讀光耦仿真器簡(jiǎn)介。