ZHCT332B december 2020 – december 2020 LM25180 , LM25183 , LM25184 , LM5180 , LM5181

4 小信號穩(wěn)定性回顧

正如圖 3 中的波形所示，反激式轉換器在二極管導通 (t_ON) 期間，將導通 (t_ON) 期間存儲的全部磁化能量傳遞給輸出。與 DCM（其中控制變量是占空比）不同，BCM 下的轉換器通過改變 t_ON 來調節(jié)輸出電壓，然后控制二極管平均電流 (I_D)。因此，占空比仍大致保持恒定，并且 I_D（通過輸出濾波器和負載的有效阻抗）決定輸出電壓。

公式 7 對與電流模式控制和 PSR 采樣保持相關的高頻相位延遲忽略不計，給出了總環(huán)路增益，它是控制到輸出（調制器和功率級），反饋和補償器傳遞函數的乘積：

其中 R_L 是負載電阻，R_i 是有效電流采樣電阻值，ω_p 是功率級負載極點，ω_p1 和 ω_z1 是 2 型補償器的極點和零點，g_mR_EA 是跨導誤差放大器的直流增益，K_VCO 是 FFM 下從控制電壓至開關頻率的增益，ω_zRHP 是與初級電流變化時次級電流的相移延遲相關的反激式功率級的右半平面零點 (RHPZ)。但由于 RHPZ 具有足夠高的頻率，因此在 DCM 分析中可以忽略其影響。

圖 5 輸入電壓為 14V（實線，BCM）和 42V（虛線，DCM）時的 PSR 反激式轉換器波形

公式 8 給出了功率級主極點：

有趣的是，由于PSR 采樣保持發(fā)生在瞬時次級電流為零時，控制到輸出傳遞函數中明顯出現的左半平面零點（通常與輸出電容器及其 ESR 相關聯）看起來對總體環(huán)路增益?zhèn)鬟f函數沒有影響，因此在此處不詳述。實際上，ESR 零點被反饋采樣器傳遞函數中相應的極點所抵消。

圖 6 假設總有效輸出電容為 22μF，顯示了圖 1 中轉換器電路在輸入電壓為 14V 和 42V 時的總體環(huán)路增益波特圖仿真。因為利用集成補償設計無法進行實際測量，所以這里必須進行仿真。此外，反饋節(jié)點會在開關電壓擺動時產生交流電流，因此不適合用作環(huán)路響應測量的振蕩器信號注入點。

從圖 6 可以看出，DCM 中負載極點的頻率比 BCM 的極點頻率要高，DCM 中的 G_VC 增益通常更高。這兩個因素會導致 DCM 中的環(huán)路增益增加，因而產生更高的穿越頻率 (f_C)。相應地，DCM 在滿負載時的工作條件根據環(huán)路穩(wěn)定性來設置輸出電容要求。如果 DCM 中的開關頻率為 350kHz，則最大 f_C 宜為 35kHz（開關頻率的 10%）。